捲起袖子當黑手,RF PCB 佈局經驗談

  在上一篇「傳輸線理論之根」裡,其實我並沒有說了什麼跟傳輸線理論的東西。該篇只有一個重點,就是想說服你,訊號在線上跑是需要時間的 (所以我才會故意說,訊號源的輸出接上了一條很長很長、很長很長、很長很長的線到負載)。不管這個訊號是什麼,它總是由「不同頻率的弦波」所組成 (即便是直流訊號源剛接上的瞬間,該暫態也是由很多不同頻率的成分所組成)。好啦,就是要說服你「波在線上跑....」 就這樣~~~  

  既然弦波是訊號最基本的組成成分,所以要討論任何電路響應的問題,將激發源假設為弦波自然有它的道理 (對線性電路而言,疊代定理成立.... blah blah.... 然後你就可以想像頻率響應是怎麼來的囉~~)。好啦!我不打算繼續討論下去.... 訊號與系統的事情,有機會再說!

  最近,有個同學寫信給我,問我關於「實際用SMD元件進行阻抗匹配」的問題。我們通信了幾次,也累積了一些問題。我稍微整理一下,跟大家分享我在實作上的經驗。我也盡量簡短說明,就不講太多理論了。

實際做阻抗匹配時,挑選電容、電感的指標是什麼?


  • 電感指標:SRF (自我諧振頻率)
    • 電感的等效模型為 R串 [LC 並聯] (實際情況可能更複雜)
    • 電容性來自於線圈繞線之間的寄生電容
    • SRF 指的就是這顆電感呈現電感性的最高頻率,超過SRF,電感將變成電容
    • 若我們看電感阻抗 |Z| 的頻率響應,peak點發生的頻率就是電感的 SRF
    • 假設你正在實作一個 2.4 GHz 的電路,然後你拿到一顆電感,它的 SRF 是 2 GHz,那麼這顆電感在 2.4 GHz 將表現得像一顆電容哦!
  • 電容指標:ESR (等效串聯電阻)
    • 電容的等效模型為 RLC 串聯 (實際情況可能更複雜)
    • 電感性來自引線之寄生電感
    • ESR 指的就是當諧振發生時(LC的電抗剛好相消),剩下的那顆電阻。所以,在諧振發生的頻率下,電容阻抗 |Z| 剛好會等於 ESR
    • 若我們看電容阻抗 |Z| 的頻率響應,notch點發生的頻率就是電容的 SRF
    • 假設你正在實作一個 2.4 GHz 的電路,然後你拿到一顆電容,它的 SRF 是 2 GHz,那麼這顆電容在 2.4 GHz 將表現得像一顆電感哦!
  • 在操作頻率下的 Q 值
    • Q 值是一種相對的概念,它描述儲能跟耗能的比值
    • 我們通常會這樣說,在某操作頻率下
      • Q 值越高,損耗越低;Q 值越低,損耗越高
      • 但這個概念是相對的,例如
        • 以同樣感值而言,Q 值越高,損耗越低
        • 以同樣的損耗而言,感值越大,Q值越高
        • 以同樣的一顆電感而言,操作頻率越高,Q值越高 (因為電抗性隨頻率增加而增加)
  • Q 值跟損耗、頻寬有關,一樣不講理論,下面這句話,請每天唸100遍
    • Q 值越高、損耗越低、頻寬越窄
    • 所以,我們常會說,寬頻的東西,常常要拿電路的損耗來換。因為,Q 值越低,損耗越高,頻寬越高。

  • 結論
    • 你拿到的元件,SRF一定要比你的操作頻率高。除非你很認真地就是要拿一顆電感當成電容使用
    • 更高頻率的響應一定不準,因為前面說了,SRF啊....哈哈哈.... 如果你跑模擬跟實際的電路,可以準到幾10 GHz,那我只能說:「 I 服了 You!!」
      • 不考慮IC跟特殊的SMD元件哦,我是在講平常的情況~~

Q值越高,損耗越低!那我是不是挑Q值最高的就好了?

沒有說高Q就一定最好。要看你的匹配到底要配多寬(頻寬跟Q值成反比)。如果你要窄頻匹配,中心頻率f0, 頻寬為df, 即可推算出至少要多大的Q。你所挑選的元件在頻率f0的Q值就至少那麼高, 否則你永遠配不到那麼窄頻。

  你如果你要做寬頻匹配,有兩種做法,挑低Q值的元件,但通常不容易,因為SMD LC的設計,本身都希望損耗要夠小,所以有時候為了要寬頻匹配,會故意加電阻來降Q而達到寬頻匹配。

  如果要靠無損匹配來達到寬頻的話,就是挑在該操作頻率下,串聯低電抗值的元件來匹配(小感值)或並聯低電受值的元件(小電容),一顆一顆慢慢配到目標阻抗。這也是為了要維持低Q,沒什麼。這個要學過微波工程才會比較有感覺啦!如果你看Smith Chart,阻抗變化的路徑就會較平滑的鋸齒狀,往目標阻抗跑過去。如果是窄頻的匹配,阻抗路徑就會先往外拉,再往目標阻抗跑過去(通常是拉回史密斯圖中心,假設配到50歐姆的話)。

  不管是做寬頻匹配,還是做窄頻匹配,都可以用「多節」式匹配來達成,也就是用元件數量去換你要的性能,犧牲的是成本、電路尺寸。
  • 結論:夠用就好!知道怎麼用更好!如果廠商有給元件的S參數,那更好!還可以跑模擬咧!

啊!這個電感值,我拿不到SRF值那麼高的啊!

  通常低感值,會有較高的SRF (因為線圈數少,寄生電容小)。所以,當你拿到一顆高感值,SRF不夠高,那就拿兩顆低感值、高SRF的電感來串聯吧!對電容也是同樣道理,大電容就用小電容去並吧!
  對Q值不夠的情況,有時候也可以這樣處理。例如,大電感雖然Q值高,但是你的操作頻率一高,大電感的損耗可能增加,或電容性變強,大電感隨頻率增加時,Q值反而不升反降。

使用離散元件做匹配,布局要越緊密越好

  只要夠緊密,線夠短,傳輸線效應就可壓到很小。不需要執著一定要lay出50歐姆線,因為50歐姆線有點寬度,最後會導致你的匹配電路尺寸反而縮不下來,傳輸線導致的效應反而更複雜。只要線很短(一般是認為1/20波長以下,就認為夠短,更嚴謹的話要1/50波長以下),線阻抗幾乎不是重點,因為根本沒有甚麼阻抗轉換效應。你不要故意洗一條 1 奈米寬的高阻抗線來反駁我啊,因為你洗出來它也斷了,科科....。(對短線的考慮,將是電感效應,因為訊號在走線上跑還是會改變相位,就如同加上 jX)

  以2.4 GHz 在FR4板子上,假設波長約6公分 (實際請自己算一下) 那麼只要線長在 6公分/20 = 3 mm 以下,更嚴謹一點就是 6公分/50 = 1.2 mm,傳輸線效應就不太明顯。很多人都堅持電路的走線一定要50歐姆,那實在是沒必要。有時候,我只要聽人家這樣講,「一定要50歐姆、一定要50歐姆」,通常我都會覺得這個人很莫名其妙。是學RF學瘋了嗎?這麼崇拜50歐姆....

I/O線的阻抗請洗50歐姆線卡乾脆....

  因為要接訊號源跟儀器,或天線,他們都是50歐姆系統。如果你不想洗50歐姆線,也是有可能,很可能你本來就打算用I/O線順便做阻抗轉換,又或者天線就剛剛好不是50歐姆。

一定要注意頻率、頻寬、線長之間的關係

  線長跟頻率(波長)是相對的,不是說 3mm 就一定叫短線。所以長短的評估,要看操作頻率才知道。

  如果你要做寬頻的匹配,走線更是要盡量短。因為傳輸線本身就是一種週期性的窄頻響應,你讓傳輸線效應跑出來,原先設想用LC配出來的響應,一定會受傳輸線響應連動影響,反而寬頻不了。這種情況其實對一般RF的電路都還好.... 但是如果要處理高速數位訊號,這件事情就有影響了.... 高速數位訊號的頻寬太邪惡了啊!!!
註: 這裡說的寬頻,是真的很寬很寬頻那一種寬頻....一般LC也配不了那麼寬頻。反正我的意思是說,傳輸線的週期性頻率響應,有時候會也惹禍.... 但我例子舉得不好

你拿到的 4.7 nH 不是 4.7 nH

  實際的 L 跟 C 因為有寄生效應,所以你拿到的感值跟容值,指的都是它們操作在低頻率時所表現的值。例如,你拿到一顆 4.7 nH的電感,他在1 GHz以下表現的就是一顆 4.7 nH (jwL)的特性;但操作頻率越靠近SRF,電容性會漸漸明顯,所以它操作在 2 GHz時,很可能表現出來只有 2.2 nH。所以,並不是拿到 4.7 nH 就永遠認為他就是 4.7 nH。

  對電容也是一樣的道理。總之,廠商給的標定感值、容值,都是在低頻率下測定的。當操作頻率越接近SRF,它們的表現就會離標定值越遠。

匹配有時候可以靠一點傳輸線來搭配

  像是需要很小的感值,SMD根本找不到那麼小的值。

好不好匹配,一眼看穿

  要配到很高的阻抗,或是很低的阻抗,都非常困難。 (反過來說,從很高或很低的阻抗  要配回到50歐姆,是很困難的,因為通常會需要很大或很小的電感跟電容,但這會遇到SRF跟Q的問題,也會遇到你拿不到那麼小元件值的情況)。

  看史密斯圖的話,你只要看到阻抗落在很外圈,或者x軸最左邊的低阻抗點、最右邊的高阻抗點,都非常之難匹配!理論我就不講了。第一個是上面講的,你會遇到「拿不到合適元件」的問題。第二個則是元件誤差的問題。有興趣的話,可參考我的「高頻電子」舊版講義。

  通常老鳥一聽,就會知道我在講什麼啦!

  這裡順便引申一下:超低Q跟超高Q,都很難配!所以,超窄頻跟超寬頻,也都很難配!

關於用 SMD 元件做匹配的經驗值

  以一般的SMD元件要做匹配的話,1 GHz以下通常可以配的蠻準的,1 ~ 2 GHz 要稍稍調整,不算難配。2 GHz 以上,大部分剛剛好會碰到快接近SRF (這裡的大部分,不包含有錢人在用的muRata),所以感值、容值根本都根標定值差很多.... 所以 2 GHz 以上,會特別難搞,因為特性根本很難抓,所以常常會聽到大家都是用 tune 的。我常跟學生說,只要你知道為什麼要tune,你就不會覺得用tune的是一件很奇怪的事,反而是再正常不過了。通常解法是,用高SRF的小感值去串出大感值、小容值去並出大容值,那麼匹配的情況可能會比較好一些。

  註:你的經驗跟我的經驗可能不一樣。上面只是提供參考。

電阻的寄生效應要不要考慮啊!

  SMD電阻雖有寄生效應,但通常還是R在dominate,L跟C的效應比起來,要在頻率很高的情況下才會明顯(到底多高,我不能給個確定的數字)。所以,我們常會說「電阻本身就是一種寬頻元件」,代表他阻抗值不太會隨頻率變動。 電阻要注意的問題通常是「誤差」,在商用頻段反而比較少在看寄生效應。

接 SMD 元件時,要不要用漸進線 (Mitered Step)

  甚麼是 Mitered Step,請先看下面這張圖的紅色框框處:


  做 Stepping 大多是在處理走線對走線的問題,例如 50 歐姆線要接入一顆晶片,但晶片的釘腳很細,此時就要做 Stepping。通常接SMD元件,只要線寬夠,就直接焊上去就好。除非你的線阻抗很高,很細,為了要接到 SMD 沒辦法要稍微放寬線才能焊,這時候就可以Mitered一下(直接畫一個焊墊,細線就接到那個焊墊也可以,蠻常見的)。
  線接到 SMD 元件,有沒有 Mitered Stepping 其實沒什麼差。你縮完寬度後的線阻抗,並不一定是SMD 元件往右視入的阻抗。在商用頻段,其實接SMD元件,即便你做Stepping不太會有影響,因為Stepping長度通常不會太長。

  注意:並不是線對線就一定要做Stepping,例如你原本就是要用步階阻抗,故意要利用阻抗不連續所造成的反射來達到某種性能。此時你用 Mitered Stepping 反而會破壞掉理論上的結果。

我Lay了一條微帶傳輸線,還有抗干擾保護優!

  有人很「ㄍㄟ敖」,lay了一條微帶線,然後旁邊順便lay了地,緊緊跟在微帶線兩側。這曾經發生在我學生身上:「老師,這樣好啊!旁邊有地保護!線比較不會受雜訊干擾!上XX課,老師教的優!」

  我:「優你的死人骨頭啦.... 請問一下你線阻抗是怎麼算的?」
  學生:「用lineCalc算的優!」
  我:「用哪種線?」
  學生:「用microstrip (MLIN) 優」
  我:「請問一下,微帶線的結構是什麼?上火下地!你在火線旁邊又lay地,又跟那麼近。你知不知道,你已經破壞微帶線結構了,這條線的阻抗根本跟你想的不一樣。(其實比較像co-planar的線)」
  學生:「阿幹! My fault!!!」
  我:「.......」

  同理:微帶傳輸線,不要lay的很靠近板子邊緣。因為那也會讓微帶線的結構,脫離理論上的假設(上火線,下是無限大的地平面)。


  經驗談應該還有一些可以說的,只是沒人問,一時間我也想不起來有什麼可以講的。其實,我覺得只要超過2 GHz,做晶片比做PCB module好做多了。用離散元件兜電路模組,RF上面會遇到的問題大概超過 2 GHz 以上,問題就會複雜起來;相對地,這個3 GHz以下的頻段對IC而言,簡直還太低(這裡是指CW,或窄頻通訊系統而言,2.4 GHz的方波那又是另外一個問題了),也沒有甚麼傳輸線效應(頻率很高很高就要考慮了),注意的焦點都是線阻損耗跟寄生啊這些東東,所以在設計上,大多都符合電子學、電路學的結果。其實做IC跟做module各有不同的學問,也不能說哪個好做、哪個不好做啦,畢竟真實的IC都沒有那種很簡單的電路啊,都嘛很複雜。

  大家常說做RF的就是做黑手。是阿!沒錯啊!但是黑手有兩種,一種很老辣,一種就很嫩、菜逼八.... 我必須要說,老辣的RF工程師,大多理論基礎都不錯!


捲起袖子當黑手,你準備好了嗎?

補充:提醒大家不要誤入歧途.... 因為tune東西很痛苦。很多時候,我只能說無解。實驗室裡面拿出來拼拼湊湊的東西(那些SMD根本不知道是從哪來的?廠牌不知道、型號不知道,甚至還有以前的學長很賤地把那些感值容值都亂混在一起),大家真的都是拚耐心跟運氣的。所以....大家就那個捏著,忍著點!一定會畢業的!

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